升压式高亮度LED背光驱动电路设计

前言：由于LCD面板本身无法产生光源，所以，必须利用背光的方式将光投射到面板上，让面板产生亮度，并且亮度必须分布均匀，而获得画面的显示。以目前来看，大多数的LCD背光是利用CCFL及LED来作为背光源，尤其在中、大尺寸的部分，大多是使用CCFL背光源。

　随着消费者对于色彩的要求，根据实验，LED可以达到超过100％的NTSC色谱，由于LED可以提高面板色彩的表现能力，并且加上没有太大的环保问题。目前许多业者都已逐渐将部分的产品导入利用LED作为背光源。

　本文将以Supertex的以HV9911为例，来提供读者升压式高亮度LED背光驱动电路设计的相关讯息。

■升压电路设计特色

　升压电路是用来驱动LED的串联电压高于输入电压（图1），并且有以下的特色：

　1.此电路可被设计在效率高于90％下操作。

　2. M=SFET的（Source）与LED串共地，这简化了LED电流的侦测（不像降压电路必须选择上侧FET驱动电路或上测电流侦测。但是升压电路也有些缺点，特别是用于LED驱动，由于LED串的低动态阻抗）。

　3. 输入电流是连续的，使得输入电流的滤波变得简单许多（并更容易符合传导式EMI标准的要求）。

　4. 关闭用的FET毁损不会导致LED也被烧毁。

　5. 升压电路的输出电流为脉冲式波形，因此，必须加大输出电容以降低LED串的涟波电流。

　6. 但是过大的输出电容，使得PWM调光控制变得更具挑战，当控制升压电路开与关，以达到PWM调光控制，就表示输出电流会被每一个PWM调光控制周期充放电，这使得LED串电流的上升与下降时间会拉大。

　7. 峰电流控制方式的升压电路，用以控制LED电流是无法达成的，需要闭回路方式使电路稳定，这又使得PWM调光控制更为复杂，控制电路必须增加频宽来达到所需要的反应时间。

　8. 当输出端短路，控制电路无法避免输出电流的增加，即使关掉 Q1 FET仍对输出短路毫无影响，并且输入端电压的瞬变造成输入端电压的增加量大于LED串联电压时过大的涌浪电流可能会造成LED的毁损。

　图1 Boost Converter LED Driver  

■升压电路操作模式

　升压电路可操作于二种模式，连续导通模式（Continuous Conduction Mode；CCM）或不连续导通模式（Discontinuous Conduction Mode；DCM），这二种模式是由电感电流的波形决定的。图2a为CCM升压电路的电感电流波形，图2b DCM升压电路的电感电流波形。

　CCM升压电路是用在最大升压比例（输出电压与输入电压比值）小于或等于6，并在输入电流大于1安培的情形下，假如需要更大的升压比例，则需采用DCM模式。但是DCM模式会产生较大的峰值电流，因此导致电感的毁损增加，同时也造成均方根电流的增加。所以，DCM升压电路的效率要比CCM升压电路来得低，这也使得DCM的输出功率受限制。

　图2 升压电路的连续导通模式与不连续导通模式

■以Supertex HV9911为例设计升压LED驱动电路

　HV9911为Close Loop，Peak Current Control，Switching Mode LED驱动电源控制IC，它内建了许多功能来客服升压电路的缺点。HV9911包含了9-250VDC输入电压稳压器，不需额外电源，仅由单一输入电压提供IC动作的工作电源。它内建了2％精密的参考电压（全温度范围）能精确地控制LED串联电流。并且包含了断路用的FET驱动电路。当输出短路或过电压时，便会自动断开LED串之对地路径。此功能缩短了控制电路的反应时间（请参考PWM调光电路说明）。（图3）

■HV9911控制电路的功能

　图3 HV9911内部电路结构  

IC内部提供稳压电路9∼250V输入电压，可输出7.75V电压输出提供IC内部电源使用，若输入电压范围提升可经由外接一个200V，2WZener Diode于输入电压与IC的Vin pin之间（如图1-4），这可使得输入电压范围可提升至450VDC，亦可以使得IC内部稳压电路所产生的功率损耗分散一部份在Zener Diode上。

　图4 Increasing the Input Voltage Rating
 

　IC的VDD pin工作电压可提高（如果有必要的话）藉由一个二极管连接至外部电压，此二极管是避免将外部电压若低于IC内部稳压电路的输出电压时，会造成IC的烧毁，最大的外接静态稳定电压为12V（瞬态电压为13.5V），因此11V+/-5％的电压源是理想的外部提升电压值。

　IC内部提供1.25％、2％精密参考电压，这参考电压可用来设定电流参考位准，以及输入电流限制位准，此参考电压也同时提供IC内部设定过电压保护。

振荡电路时间模式

　振荡电路可经由外部电阻设定振荡频率。若此电阻跨接于RT及GND pins之间，则IC操作于定频模式，另外，若电阻跨接于RT与GATE pins间，则IC操作于固定关闭时间模式（此模式不需要斜率补偿控制使电路稳定）。定频时间或关闭时间可设定于2.8ms到40ms之间，可运用IC规格书内的计算式设定。

　于定频操作模式下，将所有SYNC在一起，多个IC可操作在单一频率。少数个案必须外加一个大电阻2300于SYNC到GND之间，用来抑制杂散电容所造成的振铃，当所有SYNC连接在一起时，建议使用相同电阻值跨接于每一个IC的RT与GND之间的电阻。

　闭回路控制的形成是连接输出电流信号至FDBK pin，同时将电流参考位准连接至IREF pin，补偿网络连接至Comp pin（传导运算放大器的输出端），如图5所示。放大器的输出受PWM调光信号所控制，当PWM调光信号为High时放大器的输端连接至补偿网络，当PWM调光信号为Low时，放大器的输出端与补偿网络被切断，因此补偿网络内的电容电压维持住，一直到PWM调光信号再度回复High准位时，补偿网络才又连接图放大器的输出端，这样可确保电路动作正常以及获得非常良好的PWM调光反应，而不需要设计一个快速的控制电路。

　图5 Feedback Compensation
 

FAULT信号保护驱动电路

　FAULT信号pin可用于驱动外部断接FET（图6）IC启动时，FAULT信号维持Low电位，IC启动过后，此pin被pulled high，这使得内电路的LED与升压电路连接，电路完成启动点亮LED，假如输出端有过电压或短路情形发生，内部电路会将FAULT信号拉Low并使LED与升压电路断接。

　FAULT信号也控于PWM调光控制信号，PWM调光信号为Low时，FAULT信号亦为Low，但当PWM调光信号为High时，FAULT信号却不见得为High。

　断接LED时，可确保输出电容不会随着PWM调光信号的周期而充放电。

　PWM调光信号到FAULT信号与保护电路的输出以AND连接着，以确保保护电路动作时能够覆盖过PWM及调光控制的输入。

　图6 Disconnect FET
 

　输出短路保护的动作原理是当输出侦测电流（于FDBK pin），大于2倍参考电流设定位准（于IREF pin），保护动作会发生。过电压保护的动作原理，是当OVP pin的电压大于1.25V时，保护动作也会发生。二个信号被送至一个OR闸再送到保护栓锁电路。当有任一保护动作发生时，栓锁电路会将GATE及FAULT pins同时关掉。一旦有保护动作发生时，必须将电源关掉重开，才能使栓锁电路恢复重置。

　而在IC的启动需要注意以下两点：

　●　当VDD与PWMD pins连接在一起，透过电路上的输入电压的连接或断接来启动时， IREF pin所连接的电容必须使用0.1uF，而V00 pin上所连接的电容值需小于1uF以确保适当的启动。

　●　假使电路使用外部信号启动或关闭，而输入电压一直保持常开启时，则IREF及VDD所使用的电容值可增加。

线性调光能力

　调整IREF pin的电压位准可达到达成输出电流的线性调整，方法为以可变电阻或分压电阻网络或外部提供参考电压连接至IREF pin。但是，要注意一旦IREF的电压低到非常小时，IC的短路电流保护比较器的误差电压（OFFSET）可能会造成短路保护发生误动作，这时候必须将IC电源关掉重开，重新启动电路，为了避免此误动作，IREF的最低电压为20∼30mV。

PWM调光（脉宽调变调光）能力

　HV9910内部的PWM调光功能却能够达到非常快速的PWM调光反应，克服了传统升压电路不能非常快速的PWM调光的缺点。

　PWMD控制IC内部三个点：

　●　GATE信号到开关FET

　●　FAULT信号到断接FET

　●　运算放大器到补偿网络的输出端

　当PWMD信号为High时，GATE信号与FAULT可以动作，同时运算放大器的输出端连接到补偿网络，这使得升压电路可以正常动作。

　当PWMD信号为Low时，GATE信号与FAULT被停止动作，能量无法从输入端转移到输出端，但是，为避免输出电容放电到LED而造成LED电流下降时间被拉长。

　这个放电电容同时也会使得电路重新连接动作时，LED电流的上升时间会被拉长。因此，避免输出电容的放电是相当重要的。IC输出FAULT信号断接FET，使得LED的电流几乎立刻的下降到零电流，因此输出电容并没有被放电，所以当PWMD信号回复High位准时输出电容不需要额外的充电电流，这使得上升时间非常快速。

　当PWMD信号为Low时，输出电流降至零，这使得回授放大器看到了相当大的误差信号于放大器输入端，会造成补偿回路的电容器上的电压会上升至最高电位。因此当PWMD信号回到High时，过高的补偿回路电压会控制电感峰值电流，而造成相当大的输出涌浪电流发生在LED上。

　这样大的LED电流又随着控制回路速度而回授，这会使得稳定时间被延长，当PWMD信号为Low时，断开运算放大器与补偿回路是有助于维持补偿回路的电压不被改变。因此当PWMD信号回复High时，电路立刻回复稳态而不会产生过大的LED电流。

■闭回路控制电路的设计

　补偿回路可用来使得升压电路稳定的操作，可选用Type－Ⅰ补偿（一个简单积分电路）或者TypeⅡ补偿（一个积分电路及额外的极点－零点）。补偿的类型需要视功率级的交越频率的相位而定。

　闭回路系统（图7）的回路增益如下：

　（公式1） 
 
　Gm为运算放大器的增益（435mA/V）

　Zs（s）为补偿网络的阻抗

　Gp（s）为功率级的转移函式

　请注意，虽然电阻分压比值为1：14，但是整体效应包含二极管的压降会是1：15。

　图7 Loop Gain of　the Boost Controller
 

■芯片补偿网络控制

　假设Fc为回路增益的交越频率，而功率级的转移函式在此频率的振幅与相位角度为Aps与Φps、相位边限Φm所需增加的相位角度为Φboost。

　（公式2）Φboost = Φm-Φpx-90º

　基于所需增加的相位角度，来决定需要何种类型的补偿网络。

　（公式3）

　Φboost≦0º→TypeⅠ控制

　0º≦Φboost≦90º→TypeⅡ控制

　90º≦Φboost≦180º→TypeⅢ控制

　HV9911为基础的LDE升压驱动电路通常并不需要TypeⅢ控制，所以此篇不讨论Ⅲ控制。HV9911 TypeⅠ及TypeⅡ控制的使用，请参考表1。

　表1 Network Compensation

 　TypeⅠ控制的设计相当简单，只要调整Cc即可，因为交越频率的回路增益之振幅为1

　（公式4）Rs•Gm•（ 2πfc Cc ）•1/15•1/Rcs•Aps=1

　由上述等式，若其它参数值已知Cc的电容值可计算出。

　TypeⅡ控制的等式需被设计如下：

　（公式5）K = tan （45？+ Φboost/2）

　（公式6）ωz = 1/RzCz = 2πfc/K

　（公式7）ωp = Cz+cZ = （2πfc）•K

　可得到交越率的回路增益之振幅为1的等式如下：

　（公式8） 
 

　同时解等式（1-6）（1-8）可计算出Rz，Cz及Cc的值。

■利用芯片实际设计出驱动电路

　表2驱动电路设计参数表

图8 驱动电路设计参考

步骤一 选择开关频率（fs）

　对于低压应用（输出电压＜100V），中等功率输出（＜30w），开关频率设为200kHz（时间周期为5ms），对于开关损失以及外部零件的大小来说是个不错的折衷方案。若是更高的电压应用或更高的输出功率，则考虑外部的开关FET的功率损失，就必须降低开关频率。

步骤二 计算最大开关周期（Dmax）

　最大的开关周期可以使用以下方程式计算：

　（公式9） 
 

　注意：如果Dmax＞0.85，升压比例太大，则升压电路无法操作在连续导通模式而会操作在不连续导通模式，以达到所需的升压比例。

步骤三 计算最大电感电流（Iinmax）

　最大电感电流为（公式10）

步骤四 计算输入电感量（L1）

　输入电感可以最低的输入电压操作下的电感电流25％计算，如下式

　（公式11） 
 

　选择标准电感量220uH，为达到于最低输入电压的操作时之的效率为90％，则电感的损失约为总输出功率的2∼3％，使用3％计算电感损失。

　（公式12）Pind = 0.03•Voman•Iove =0.84w

　假设80％－20％各别为电感的铜损及铁损，则电感的等效直流电阻，必须小于

　（公式13） 
 
，电感的饱和电流至少需大于最大电感电流20％。

　（公式14） 
 

　因此电感为220uH，DCR值约0.3Ω，电感饱和电流需大于2A。但是必须注意，选择电感的有效电流等于Iinmax（虽然可能无法符合效率的要求）但仍可获得可接受的结果。

步骤五 选择开关FET（Q1）

　跨接于FET的最大电压等于输出电压，使用20％余量来计算最大突波电压，FET的耐压选择为：

　（公式15）VFET =1.2Vomax =96V

　流经过FET的有效电流为：

　（公式16）IFET ∼ Iimax•√Dmax =1.3A

　为求得最佳化设计，FET的电流规格必须至少大于3倍的FET有效电流值，以使用最低闸充电电荷（Qg）操作。使用HV9911时建议FET的Qg需小于25nC 目前使用于此案例的FET规格为100V， 4.5A，11nC。

步骤六　选择开关二极管（D1）

　二极管的耐压规格与开关FET（Q1）相同， 二极管流过的平均电流等于最大输出电流（350mA）。虽然二极管的平均电流仅350mA，但在短暂的时间内二极管载送着最大输入电流IIN max。二极管两端所跨之电压需相对应于瞬间流过的电流而非平均电流，假设有1％功率损失于二极管上，则二极管两端的压降则必须小于：

　（公式17） 
 
　最好选择萧特基二极管，当输出电压小于100V时，它不需要考量逆向回复的损失，因此在此案例中选择100V，1A萧特基二极管，它的顺向通过电压在IINmax时为0.8V。

步骤七　选择输出电容（Co）

　输出电容的电容值需视LED的动态电阻，LED串的涟波电流及LED电流而定，使用HV9911的设计中，较大的输出电容（较低的涟波输出电流）将可获得较佳的PWM调光结果，升压电路的输出以模型简化如图9a 将LED以定电压负载串联一个动态阻抗，输出阻抗（RLED与Co的并联组合）被以二极管电流Idiode驱动着，稳态的电容电流波形如图9b所示。

　图9 升压电路的输出 
 

　使用在设计参数表中给的10％峰对峰涟波电流，计算输出的涟波电压为：

　（公式18）△Vpp= △Io • RLED =0.77V

　（公式19） 
 

　将值代入上上式，得到：

　（公式20） 
 

　流过电容的有效涟波电流值为：

　（公式21） 
 

　此例中，我们选择二个1μF　100V金属聚丙烯塑料电容，在这里需要适当的选用金属薄膜电容或者陶磁电容，因为它们具备耐高涟波电流及低等效串联电阻（ESR）特性。虽然陶磁电容具备耐高涟波电流及体积小的特性，但当使用PWM调光功能时它容易产生音频噪声。因此金属聚丙烯电容（或其它类型金属电容）是适合用来当做具PWM调光功能的LED驱动电路的输出电容。

步骤八　选择断路FET（Q2）

　断路FET必需具备与Q1相同的耐压规格，在室温下的导过阻抗（RON，25C）选择在满载输出时，Q2的功率损耗为1％ 。

　（公式22） 
 

　等式内的系数1.4为FET的导过阻抗随接面温度上升而上升的参数，有必要的话可选择高Qg的FET，但高Qg的FET导通与关闭时间会变慢（这时需视PWM调光频率而决定）此例中，选择100V 1.5Ω， SOT89包装Qg=5nc的FET。

步骤九　选择输入电容（CIN）

　输入电容在闭迥路控制中是相当重要的组件，它是维持稳定的重要项目，不幸的是输入电容的设计相当繁复，设计此电容必须先要找出从输入电源到升压电路的输入端之间的最大感值，LSOURCE MAX （图9a中两个电感值的总和）电源电阻的最大及最小值RSOURCe（图9b中两个电阻值的总和），这将会决定升压电路的特性，电源的电感值及电阻值代表着连接输入电源与升压电路之间导线的阻抗，为了设计输入电容必须合理的做算出这两个参数值，而这两个参数值也和升压电路的稳定性有关。（图10）

　图10 Definition of the Source Impedance
 

　假设LSOURCE MAX=1μh（这是此22AWG线长1呎连接输入电源及升压电路之间长度所估出的电感量）下一步是选择一个LC共振频率fLC，先设定fLC=0.4fs=80kHz，则输入电路最小值计算式为：

　（公式23） 
 

　在LC共振频率点，升压电路的滤波器阻抗反应出来的为Req=（1-Dmax）2．RLED。

　（公式24） 
 

　此例中， ZDC=110Ω为使升压电路稳定，LC组合的阻抗必须小于ZDC，这会提升最小电源电阻值为：

　（公式25） 
 

　最大电源电阻为：

　（公式26）RSOURCE MAX = （1-Dmax）2．RLED=1.25

　由上列2等式可看出最大电源电阻值是与输入滤波器参数无关，故无法控制它.

　但最小电源电阻值却是与输入滤波器的参数有关。最小电源电阻值被计算出为2μΩ，这是非常小的值非常容易达到，但是在某些例子中，导线的最小电源电阻值却大于所想要的值. 在这样子的例子中，在导线中加入小电阻（以提供必须的阻尼）或LC的共振频率必须降低到计算出最小电源电阻低于所想要的值。有一点是必须注意的，将输入的2条导线绞在一起可以大幅降低电源电感值。

■控制回路设计

步骤10　选择振荡电阻（RT）

　振荡电阻的计算式为：

　（公式27） 
 

　在比例子中，200KHZ固定频率可算出RT=453KΩ，RT跨接于RT与GND之间。

步骤十一　选择2个电流感应电阻（RCS与RS）

　输出电流感应电阻的功率消耗必须小于0.15W，这样才能够选用1/4W的电阻。

　（公式28） 
 

　在此例中，电阻选择为1.24Ω、1％、1/4W。FET电流感应电阻的感应电压于最大输入电流流过时，必须小于250mV，故：

　（公式29） 
 

　电阻的功率消耗为RRCS=IFET2.RCS=0.25W，因此电阻选择为0.15Ω、1/2W、1％。

步骤十二　选择参考电流设定分压电阻（Rr1，Rr2）

　参考电流IREF的电压设定，可经由2电阻Rr1，Rr2分压自IC内部的参考电压或外部提供的电压。

　（公式30） 
 

　（公式31） 
 

　由（公式30）及（公式31）可得到Rr1=8.66kΩ、1/8W、1％ ，Rr2=16.2kΩ、1/8W、1％。

步骤十三 设定斜率补偿电阻（Rslope，Rsc）

　因为升压电路被设计为定频操作，必须使用斜率补偿以确保电路稳定.加入电流感应信号的斜率必须为电感电流最大下降斜率的一半，以确峰电流控制方式在任何情形之下均能够稳定操作。这可以用2个电阻Rslope，Rsc来达到斜率补偿功能。

　在此例中，电感电流的最大下降斜率为：

　（公式32） 
 

　（公式33） 
 

　假设Rslope=49.9kΩ。

　（公式34）Rsc= 
 

　则Rsc=1.0kΩ、1/8W、1％ . Rslope=49.9k、1/8W、1％.

　在这里必须注意，SC pin的最大输出电流为100uA，所以Rslope的最小值建议为25kΩ∼50kΩ。

步骤十四 选择电感电流限制电阻（RL1，RL2）

　电感的电流被2个因素限制，最大电感电流及加在电感的斜率补偿信号。从REF经2个分压电阻设定CLIM准位。

　（公式35） 
 

　此方程式假设电流限制为最大电感电流IINmax的120％并且最大工作周期为90％，此例为：

　（公式36） 
 

　使用REF的最大电流50uA，可得到RL1=17.4K、1/8W、1％， RL2=7.87K、1/8W、1％。有一点值得注意的是不是非常建议CLIM pin接上电容器。

步骤十五　选择旁路电容（CREF．Cpo）

　建议一定要在REF及VDD pin加上旁路电容，VDD pin一般建议加1uF陶瓷电容，若使用的FET Qg>15nC，则必须将电容加大至2.2uF，REF pin一般建议加0.1=uf陶磁电容。

步骤十六　选择过电压保护点的设定（Rovp1．Rovp2）

　过电压保护点通常设定比稳态最大输出电压高15％。

　（公式37）Vopem．1.15．Vomax=92V

　因此设定电阻可由下列二式得知：

　（公式38） 
 

　（公式39） 
 

　所以电阻选择ROVP1=82.5kΩ ， ROVP2=1.13k，到这里要注意由于REF的误差与实际的过电压设定点有±3％误差。

步骤十七　设计补偿网络

　以连续电流模式的升压电路并以峰电流控制方式，对于频率小于十分之一的开关频率，功率级的转移涵数为下：

　（公式40） 
 

　对于此例中， 选择交越频率fc = 2KHz， 这么低的交越频率会产生较大的 Cc 及 Cz.， 间接地提供软启动（soft start）的电路。因为HV9911不依靠控制电路的速度来做PWM调光控制的反应 而且低交越频率并不会影响PWM调光控制的反应，所以低交越频率也不会影响PWM调光控制的上升及下降时间。在此频率功率级的转移函数的振幅及相位角度可将s = i × （ 2 ---pai--- × fc）代入（公式40）中得到。

　（公式41） |Gps（s）|f c=2kHz = Aps = 0.283

　 |Gps（s）|fc=2kHz= Φps = -80°

　为得到相位边限约Φm=45° 通常建议相位边限范围为45°–60°， 相位角度必须提升。

　（公式42）Φboost = Φm-Φps-90=35°

　从（公式3）式中可得知， 需使用Type II补偿使系统稳定，使用（公式5）及（公式8）式可计算出补偿网络的值。

　（公式43） 
 

　（公式44） 
 

　（公式45） 
 

　另外在交越频率下的增益为1（unit gain）等式。

　从（公式46）Cz + Cc = 10nF、（公式47）Cz / Cc = 10nF，将（公式44）（公式47）代入（公式45），可得到：

　（公式48） Cc = （Cz + Cc） * Wz）/Wp = 2.84nF

　从（公式48）、（公式46）可以得到：

　（公式49）Cz = 7.43 nF

　从（公式44）、（公式49）可以得到：

　（公式50）Rz = 1/（WzCz） = 20.37KΩ

　选择 Cc = 2.2nF、 50V、COG 电容

　Cz = 6.8nF、50V、COG 电容

　Rz = 20.0k、 1/8W、 1％　电阻

　以上即完成 CCM 升压式高亮度LED驱动电路设计.