白光发光二极管驱动解决方案的非常战争

▲图一：典型白光发光二极管电荷帮浦驱动器

　TPS60230一般来说是直接由锂电池在3V到4.2V的范围内供电，也可以在个别提供20mA之情况下驱动5个发光二极管。图二为使用TPS61062之驱动电路，这是一个典型基于升压式转换器解决方案的白光发光二极管驱动器电路。

　

▲图二：典型白光发光二极管升压式转换器驱动器。

　图二的升压式转换器采用最新的IC发展技术，完全整合同步升压式转换器，并省略外部的萧基二极管，具备最小体积以及最少外部元件等优点。前文已经针对图一及图二的解决方案进行最重要的设计参数之讨论，同时也说明升压式转换器和电荷帮浦解决方案的不同之处。接下来我们则将针对电荷帮浦和升压式转换器白光发光二极管驱动电路的各个方面进行比较。

　■电荷帮浦vs.升压式转换器之效率

　我们无法单就「效率」来评论电荷帮浦之良莠，因为整体效率受到与应用场合相关之参数的影响，这些参数包括发光二极管的顺向电压、锂电池的放电特性及受不同电荷帮浦模式影响之发光二极管电流。图三为典型的电荷帮浦解决方案效率曲线；当转换器操作在“低压降线性调节器（LDO）模式”下且增益为1、输入电压在4.23.6伏特之间时，效率可保持在75％以上。在低压降线性调节器模式中，电荷帮浦之动作与低压降线性调节器一样，输入电压都被向下调整到发光二极管的典型顺向电压3.1V3.5V。另一个低压降线性调节器模式的好处是元件内部未进行切换，故可避免电磁干扰的问题。

　

▲图三：内部转换器增益切换所造成的效率步阶变化。

　然而，当增益为1.5、驱动由「低压降线性调节器模式」转换到升压模式时，效率会急剧下滑，此现象主要取决于驱动IC中的内部压降及发光二极管顺向电压。在升压模式中，元件内部会进行切换，并产生比输入电压高1.5倍的内部电压，此内部电压需要调降到与发光二极管顺向电压相同，效率也因此降低。总结来说，在低压降线性调节器模式下操作时，电荷帮浦的效率非常的高。

　

▲图四：整合型同步升压转换器效率曲线图。

　相对于电荷帮浦解决方案而言，如图四所示，使用TPS61062的升压式转换器在整个锂电池操作电压的范围中其效率均可介于75％到80％间。有些升压式转换器解决方案，如搭配外部整流二极管的TPS61042，甚至可以达到85％的效率。由于输入输出转换比率较低，因此当驱动少于5个发光二极管时，效率甚至还可以提高。整体来说，升压式转换器通常可达到比电荷帮浦解决方案较高的效率，特别是在驱动4个及4个以上的发光二极管时。

　■电荷帮浦vs.升压式转换器之解决方案体积

　电荷帮浦解决方案在过去向来是应用主流，主要是因为升压式转换器运用了庞大的电感与外部的萧基二极管。由于最新的发展及高度的整合水平，升压式转换器解决方案已达到与电荷帮浦解决方案相近的体积。电荷帮浦驱动需要更多的接脚、更大的元件包装以及两个外部的飞驰电容（flying capacitor），因此电荷帮浦解决方案的体积与升压式转换器相去不远，甚至更大。将升压式转换器的切换频率增加到1MHz，就可以使用较小的电感和输入输出电容。TPS61062的内部控制循环被进一步设计成在正常操作下，电感电流不会达到切换电流的最大限制。这让小电感的的最大电流量只要符合电感电流峰值即可。举例来说，在驱动4个发光二极管时，使用一个饱和电流为200mA的电感就足够了。若没有这个特殊的内部循环设计，电感饱和电流就得达到400mA，而需要更大的电感体积与铁心。

　■电荷帮浦vs.升压式转换器之元件高度

　当元件高度小于1mm时，电感与元件相较就显得大了。所以当元件高度必须小于1mm时，建议采用电荷帮浦解决方案。

　■电荷帮浦vs.升压式转换器之电磁干扰考量

　本节只会提及国际电磁兼容的规范之一，而不会深入讨论如何符合如CE等任一个国际电磁兼容的规范。本节主要焦点着重于无线系统中切换式转换器元件切换时所产生的各种无线射频失真。在无线应用中，电磁干扰向来是主要考量，以避免发送与接收时的频带失真。令人惊讶的是，在考虑电磁干扰方面一般趋势仍然倾向于采用电荷帮浦解决方案；其原因之ㄧ可能是对升压式转换器需要电感的「恐惧」。一般而言电磁辐射较不易构成干扰，因为在多数的无线射频应用场合中射频敏感电路周围均会加装遮蔽电感（shielded inductor）以及电磁屏蔽。因此，电感性升压式转换器造成电磁干扰最有可能的「真正」原因，是输入输出电压滤波不足，或不适当的印刷电路板布线所造成的。不适当的印刷电路板布线和元件配置是造成升压式转换器的电磁干扰和稳定度问题的主因之ㄧ。

　在由锂电池驱动的无线系统中，白光发光二极管驱动级会将切换杂讯经由其输入，耦合到无线射频系统中。由于含有脉波的白光发光二极管驱动器输入电流直接连接到电池端，且由电池供应无线射频区块电力，因此切换杂讯会经由电池端由白光发光二极管驱动级，耦合到无线射频电路的输入，并造成严重的干扰。我们藉由比较升压式转换器和电荷帮浦解决方案的输入电压涟波，来判断在哪里一种解决方案较适合解决传导性电磁干扰。

　用频谱分析仪去观察输入端是评估的方法之一。在固定的切换频率下操作元件，频率频谱可显示出切换频率的基波与它的谐波。图五为使用标准1Mz输入电容的升压式转换器TPS61062之输入端之频谱分析仪量测结果。

　

▲图五：在1MHz切换频率下升压式转换器之输入端频率频谱。

　图五显示在1Mz下的基波和它在更高切换频率的谐波大小。为了使无线射频区段的干扰减到最小，基波和它谐波的频率必须尽量提高，同时振幅必须越低越好。这是因为转换器的切换频率会跟发射端的载波频率混杂，造成载波频率出现旁带（sideband）。此旁带出现在传送端的输出频谱上正好是低于一个切换频率而高于传送频率的地方。切换频率越低，旁带就越靠近传送频率，也会降低传送端的讯杂比。切换频率越高，旁带则越远离传送频率，而提高传送端的讯杂比。同理可证，当转换器切换频率基波的振幅越低，讯号的讯杂比也就相对越高。因此将转换器切换频率固定在1MHz和1MHz以上，即可适用于大部分的应用场合。

　我们用示波器量测输入电压涟波，而非单单观察输入端频率频谱，图六和图七分别为升压式转换器和电荷帮浦解决方案的图形。

　

▲图六：升压式转换器呈现峰对峰值为32mV的输入电压涟波。

　图六中的CH1为切换节点的波形，CH2则为输入电压涟波。在输入电容为1F的情形下，输入电压涟波的峰对峰值为32mV。图七为相对应的电荷帮浦解决方案输入电压涟波波形，同样的也是使用1F的输入电容并且驱动5个发光二极管。

　

▲图七：电荷帮浦法转换器呈现峰对峰值为68mV的涟波

　在相同设定下，电荷帮浦解决方案的输入电压涟波是升压式转换器解决方案的两倍，这是因为电荷帮浦解决方案在增益为1.5时会产生几乎为方波的输入电流。此外，对输入滤波器来说，电荷帮浦法只有输入电容；升压式转换器的输入滤波器则同时具备有电感和输入电容，此滤波器效果较佳，电压涟波也较小。

　对升压式转换器和电荷帮浦解决方案而言，若要更进一步的减少电压涟波，最有效率的方法就是增大输入电容的值。针对非常敏感的应用，则可以考虑外加LC输入滤波器，用一个小的铁粉心粒（ferrite beads）来抗杂讯。

　■结论

无论是电荷帮浦解决方案或升压式转换器解决方案都无法适用于所有的应用。解决方案的选择必须由特定的应用场合需求和关键的参数来决定。此外，也可看出电荷帮浦解决方案在电磁干扰方面并不比升压式转换器解决方案好。表一总结了在选择电荷帮浦或升压式转换器解决方案时的关键标准。（本文由德州仪器提供）

参考文献：

　[1]德州仪器：白光发光二极管电源供应器设计技术（Oliver　Nachbaur）

　[2]德州仪器：TPS61060产品规格表

　[3]德州仪器：TPS60230产品规格表

　[4]德州仪器：TPS61042产品规格表